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一种三端口变换器的建模与控制系统设计

来源:仪表网

2013/6/4 15:23:53 898
  摘要:分析了一种新型三端口双向DC/DC变换器的工作原理,列写了各工作模态下的状态方程,并在此基础上建立了小信号模型,推导出解耦控制系统的传递函数,用频域法设计了该变换器的闭环控制参数。对所设计控制器的控制性能进行了实验验证。实验结果表明,控制器设计合理,系统能实现输出电压和光伏输入端电压的解耦控制,从而实现各端口的能量流控制。
  
  关键词:变换器;小信号模型;控制系统
  
  1、引言
  
  在可再生能源发电系统和混合动力汽车中,通常包含多种能源输入形式,利用多端口变换器将多种能源与负载地耦合在一起,实现系统内部功率和能量的优化控制,具有重要意义。与常规的多级结构相比,多端口变换结构具有电路拓扑简单,成本较低,功率密度高,效率较高等优点,对于实现系统的集中控制和能量管理有重大作用。
  
  文献提出了一种新型三端口变换器拓扑。该拓扑可在光伏输入端实现zui大功率点跟踪,在电池端实现充放电控制。由于光伏组件模块输出电压较低,此处结合光伏发电应用,在文献基础上对该拓扑进行改进,次级改用半桥倍压的形式提高变换器增益,从而降低了变压器变比。此外,该拓扑结合输出滤波器可抑制纹波电流。此处对改进后的拓扑进行小信号建模,推导解耦控制系统的传递函数,设计了相应的控制器。zui后基于实际系统进行了实验,验证了控制器的设计。
  
  2、变换器的建模与控制系统设计
  
  2.1变换器模型建立
  
  图1示出改进后的三端口DC/DC变换器,变压器初级采用3个开关管控制功率流向,次级采用半桥倍压的形式提高变换器增益。通过双向端口的电流流向控制功率的流向来实现能量流动管理。控制光伏端电压Uin使其工作在zui大功率点处,负载较小时,电池端充电,储存多余的能量;负载较大时,电池端放电,为变换器提供功率平衡,并实现输出端电压的稳定。
  
  各开关周期中,该三端口变换器拓扑有3个工作模态,其基本开关波形如图2所示。以光伏端电容C2,变压器励磁电感Lm,输出电感Lo和输出电容Co为状态变量,推导变换器各电路阶段的状态方程。在*阶段,V2导通,变压器初级通以正电压,Lo充电,电流流过Lo。电池端滤波电容的电流等于电池电流、变压器励磁电感电流iLm及次级电流折算值之和。该阶段状态方程为:

  
  在第二阶段,V1导通,变压器初级电压为负,Lo仍在充电,电流流过Lo。变压器初级电压等于输入电压减电池电压,Lo的充电速度也随之变化。第二阶段的状态方程为:
  
  在第三阶段,V3导通,变压器初级电压为零,由于中间支路(V3和VD3通道)的箝位,Lo放电。第三阶段的状态方程为:
  
  此处认为状态变量由一个扰动量叠加在直流分量X上,将3个状态方程组乘以相应占空比,运用均值法,忽略二阶分量后得到小信号方程,系统可用状态空间矩阵形式表示。将小信号方程转换到频域后,系统可用状态空间矩阵形式表示:
  
  2.2控制系统设计
  
  设计输出电压控制器Hovr和光伏输入电压控制器Hivr过程如下。通过调节占空比d1,d2控制Uo,Uin,因两个控制量与输出量之间相互耦合,给控制器设计带来困难,利用图3所示解耦网络对两个控制变量进行解耦,从而可得出对象的开环传递函数Uo(s)/d1(s)和Uin(s)/d2(s),继而设计相应的闭环回路ovr和ivr。
  
  由上述状态方程及G(s)=(sI-A)-1B得到传递函数及不同占空比下的输出电压和光伏输入电压。其中,矩阵的行值代表各状态变量,列值代表输入控制量,如G(s)(4,1)代表第4个状态变量Uo和*个控制变量d1之比。Hovr和Hivr可由式(6)设计。
  
  解耦分别得到两个传递函数后,利用波特图设计闭环控制器。图4示出Uo(s)/d1(s)的开环波特图。可见,此系统稳定,但相位裕度较小,且对高频信号的抑制不够。积分环节对高频响应有抑制作用,采用PI控制器抑制高频信号,同时增大低频增益,以获得较小的稳态误差;当然,为保证响应速度,穿越频率不能太小,同时应保留足够的相角裕度。综上考虑,Hovr=(0.005s+5)/s。补偿后Uo(s)/d1(s)穿越频率为556Hz,相位裕度77.2°。同理可设计出Hivr。
  
  3、实验结果
  
  采用恒压源串电阻的形式简单地模拟光伏组件特性:Uin=40V,串联调节电阻2Ω;电池端选用恒压源Ub=24.5V。变压器变比为1:5,励磁电感Lm=1mH,额定功率80W,开关频率100kHz。滤波参数:光伏输入端滤波器电容C2=47μF,电池端滤波电容C1=47μF,输出电感Lo=5μH,输出电容Co=10μF,控制芯片采用单片机XE162FN。
  
  为验证以上控制系统设计。在0.1s和0.2s时分别改变输出电压和光伏端输入电压指令,闭环条件下负载变化时各端口电压电流特性如图5和图6所示。
  
  图5中.在0.1s时输出电压指令从80V阶跃至60V,输出电压经过0.02s的波动后,基本调节到新的给定值,输出电流从0.8A降至0.6A,输出功率从64W降至36W;电池端电压经过一定波动后达到新的稳态值(由20V变为22V),同时电池电流从2.降至1.2A,电池端功率也从50W降至24.4W;而光伏输入端电压电流始终保持不变(Uin=38V,Iin=1A)。即输出功率变化时,光伏输入端功率不变,电池端电压电流变化以提供功率平衡。
  
  在0.2s时光伏输入端电压指令从36V阶跃至38V。由图6可知,输出电压电流经过微小的波动后保持60V和0.6A不变;光伏输入端电压很快调节到新的给定值38V,同时光伏端电流从2A降至0.8A,光伏输入端功率由72W降至30.4W;电池端电压经过一定的波动后达到新的稳态值(由24V变为22V),同时电池电流从0.4A升至1.9A,电池端功率从9.6W升至41.8W;即光伏端输入功率变化时,输出端功率不变,电池端电压电流变化以提供功率平衡。
  
  由实验结果可见,闭环条件下,输出电压指令变化时,光伏输入端电压能够保持恒定;反之亦然。即输出电压和光伏输入端电压能够实现解耦控制,输入或输出功率变化时,电池端的电压电流也发生变化,以提供功率平衡。该控制方法能有效管理各端口之间的能量流,实现输入与输出电压的解耦控制。
  
  4、结论
  
  对一种小功率三端口双向DC/DC变换器进行了建模分析和控制器设计。次级采用半桥倍压的形式提高变换器增益,降低变压器的变比、减小漏感,提高系统效率。此外,该拓扑结合输出滤波器可抑制纹波电流,改善输出电流波形。由于拓扑次级采用半波整流方式,所需电容略有增加。此处在分析该变换器工作原理的基础上,建立了该电路的小信号模型,进而推导了传递函数,设计了控制器。实验结果表明,系统能够实现输出电压与光伏输入端电压的解耦控制,能够灵活调控各端口的功率,从而实现各端口的能量流控制。

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